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Micropeine

Oct 05, 2023

Nature, volumen 605, páginas 457–463 (2022)Citar este artículo

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Detalles de métricas

Los micropeines han provocado una oleada de aplicaciones durante la última década, que van desde las comunicaciones ópticas hasta la metrología1,2,3,4. A pesar de su implementación diversa, la mayoría de los sistemas basados en micropeines dependen de una gran cantidad de elementos y equipos voluminosos para cumplir con las funciones deseadas, lo cual es complicado, costoso y consume mucha energía. Por el contrario, la fotónica de silicio basada en fundición (SiPh) ha tenido un éxito notable al proporcionar una funcionalidad versátil de una manera escalable y de bajo costo5,6,7, pero sus fuentes de luz basadas en chips disponibles carecen de la capacidad de paralelización, lo que limita el alcance. de aplicaciones SiPh. Aquí combinamos estas dos tecnologías mediante el uso de una fuente de micropeine de aluminio-galio-arseniuro-en-aislante de bajo consumo de energía y operativamente simple para impulsar motores SiPh de semiconductores de óxido de metal complementarios. Presentamos dos importantes sistemas fotónicos a escala de chip para la transmisión de datos ópticos y la fotónica de microondas, respectivamente. Se demuestra un enlace de datos fotónico integrado basado en microcomb, basado en un esquema de modulación de cuatro niveles de amplitud de pulso con una tasa agregada de dos terabits por segundo, y se construye un filtro fotónico de microondas altamente reconfigurable con un alto nivel de integración utilizando un enfoque de extensión del tiempo. Tal sinergia de un microcomb y componentes integrados SiPh es un paso esencial hacia la próxima generación de sistemas fotónicos totalmente integrados.

La fotónica integrada está impactando profundamente en la comunicación de datos y el procesamiento de señales8,9,10. Un desarrollo crucial en la última década es la demostración de los micropeines de Kerr, que proporcionan líneas de frecuencia óptica equidistantes y coherentes entre sí generadas por microrresonadores1,11,12. Con una amplia gama de sistemas optoelectrónicos basados en microcomb2,4,13,14,15,16,17,18 demostrados recientemente, estas fuentes de luz integradas prometen ampliar el espacio de aplicación de la fotónica integrada a un alcance mucho más amplio. Sin embargo, a pesar del tremendo progreso logrado en la integración de microcomb19,20,21,22,23, en casi todas las demostraciones a nivel de sistema que aprovechan las tecnologías de microcomb, los generadores de peine pasivo siguen siendo el único componente integrado. El resto del sistema, incluidos los láseres de bombeo de peine, los componentes ópticos pasivos y activos y la electrónica de apoyo, generalmente se basan en equipos voluminosos, costosos y que consumen mucha energía, lo que socava los beneficios prometidos de la fotónica integrada.

Por el contrario, los avances en la tecnología fotónica de silicio (SiPh) han brindado una solución escalable y de bajo costo para miniaturizar los sistemas ópticos6,24,25, beneficiándose de la fabricación compatible con semiconductores de óxido de metal complementario (CMOS). Estos 'motores fotónicos', han sido comercializados en interconexiones de datos26,27, y ampliamente aplicados en otros campos28,29,30,31. Sin embargo, un ingrediente clave que falta en los circuitos integrados fotónicos (PIC) de silicio sobre aislante (SOI) basados en fundición es la fuente de longitud de onda múltiple. Por ejemplo, el módulo transceptor fotónico de última generación actual contiene una matriz de láser de retroalimentación distribuida (DFB) de ocho canales para multiplexación por división de longitud de onda (WDM)32. Aumentar el número de canales en un sistema de este tipo requiere un esfuerzo de diseño considerable, como la estabilización del espaciado de línea a línea y una mayor carga de trabajo de ensamblaje. Además, la falta de coherencia mutua entre las líneas de los canales restringe muchas aplicaciones, como la metrología precisa de tiempo y frecuencia.

Aunque la interconexión de estas dos tecnologías es esencial para abordar los problemas antes mencionados en ambos lados, hasta ahora, dicha combinación ha sido difícil de lograr. Anteriormente, aunque las combinaciones de un micropeine y otros componentes fotónicos han demostrado su potencial en la computación óptica15, los relojes atómicos4 y los sistemas de síntesis3, estas demostraciones integradas generalmente se basan en procesos de fabricación especializados inadecuados para la producción de alto volumen. Además, las técnicas de arranque en peine33,34 y estabilización35,36, que requieren componentes ópticos y electrónicos discretos de alto rendimiento, aumentan notablemente la complejidad de la operación y el tamaño del sistema. El progreso reciente en la integración de micropeine láser híbrido o heterogéneo permite la generación de peine en chip de manera simplificada21,22,23, pero estos esquemas agregan complejidad en el procesamiento. Estas dificultades, junto con los gastos adicionales en emparejamiento multicanal y otros pretratamientos en las operaciones del sistema, han obstruido hasta ahora la implementación de un sistema funcional de micropeine láser.

Aquí damos un paso clave en la combinación de estas dos tecnologías esenciales. Usando un microrresonador de arseniuro de galio y aluminio (AlGaAs) sobre aislante (AlGaAsOI) que puede ser bombeado directamente por un láser DFB en chip, se genera un micropeine de pulso oscuro, que exhibe eficiencia de última generación y operación simple y estabilidad a largo plazo. Dicho peine coherente se utiliza para impulsar motores SiPh basados en fundición CMOS que contienen una funcionalidad versátil, que se puede utilizar para una amplia gama de aplicaciones (Fig. 1). Sobre la base de este enfoque, se presentan demostraciones a nivel de sistema para dos campos principales de fotónica integrada. (1) Como demostración de comunicaciones, presentamos un enlace de datos basado en un transceptor microcomb-SiPh con transmisión de modulación de cuatro niveles de amplitud de pulso (PAM4) de 100 Gbps y velocidad agregada de 2 Tbps para centros de datos. (2) Para la fotónica de microondas, se demuestra un filtro de microondas compacto con una velocidad de reconfiguración de nivel de decenas de microsegundos mediante un esquema de procesamiento de línea de retardo de múltiples pulsaciones en el chip, cuyo ancho de banda sintonizable y frecuencia central flexible son capaces de admitir quinta generación ( 5G), radar y procesamiento de señales en chip. Este trabajo allana el camino hacia la integración total de una amplia gama de sistemas ópticos y acelerará significativamente la proliferación de micropeines y tecnologías SiPh para la próxima generación de fotónica integrada.

Dibujos conceptuales para varios sistemas optoelectrónicos integrados (transmisión de datos, procesamiento de señales fotónicas de microondas, dirección de haz óptico y computación fotónica) realizados mediante la combinación de una fuente de micropeine con chips fotónicos de silicio. Con la integración fotónica III-V-on-silicon, se espera que los chips contengan todas las funciones esenciales (por ejemplo, generación de micropeine láser, componentes ópticos pasivos y activos, y la electrónica para soportar el procesamiento de señales y el control del sistema).

La fuente de peine integrada utilizada en este trabajo se basa en una plataforma AlGaAsOI37 por integración heterogénea, como se muestra en la Fig. 2a. Combinado con el extremadamente alto coeficiente no lineal de tercer orden de AlGaAs (n2 ≈ 2.6 × 10−17 m2 W−1), la generación de peine Kerr de los microrresonadores AlGaAsOI (Fig. 2a, derecha) con un factor de calidad (Q) moderado (uno millones a dos millones) exhibe un umbral de oscilación paramétrica récord de hasta decenas de microvatios y una generación de estado de peine coherente bajo potencia de bombeo al nivel de unos pocos milivatios, que puede satisfacerse con un chip láser DFB comercial de fosfuro de indio (InP) ( Fig. 2a, izquierda).

a, Imagen óptica del chip láser InP DFB y los microrresonadores AlGaAsOI para la generación de pulsos oscuros. b, potencia de peine normalizada al ajustar la frecuencia de la bomba a través de la resonancia en alrededor de 1552 nm. Con una potencia de bombeo de 10 mW, se podría acceder a un peine Kerr de pulso oscuro en una ventana de frecuencia grande (decenas de gigahercios). CW, onda continua. c, d, espectros de pulso oscuro Two-FSR (arriba) y los comportamientos 'llave en mano' (abajo) bombeados por un láser externo comercial (c) o un chip láser DFB (d) con una potencia igual en el chip de 10 mW. En ambos espectros se forma un par de alas planas además de la bomba, que exhiben el perfil típico de los micropeines coherentes de pulso oscuro. Recuadro: ruido de intensidad de peine (resolución BW de 100 kHz). El ruido de intensidad del peine Kerr de pulso oscuro tiene el mismo nivel de potencia que el fondo del analizador de espectro eléctrico. P, poder; f, frecuencia; PZT, titanato de circonato de plomo. e, Estabilidad a largo plazo de un peine de marcha libre. f–k, Imágenes ópticas y rendimiento principal de varios dispositivos fundamentales basados en Si, incluido un MZM de Si en modo de empobrecimiento (f), un microcalentador de TiN (g), una línea de retardo de guía de ondas en espiral de Si (h), un Ge PD epitaxial vertical (i), un filtro de microanillo (j) y un controlador CMOS para MZM (k). Se pueden encontrar más detalles en Métodos.

Además de la eficiencia, la simplicidad de operación y la estabilidad de la fuente de peine también son críticas para las aplicaciones prácticas. En el régimen de dispersión anómalo, un tipo especial de solitón brillante, denominado "cristales de solitón"38, presenta estas características para respaldar demostraciones a nivel de sistema sin depender del control electrónico14,16,39. En este artículo, se utiliza un estado de pulso oscuro40,41 para lograr micropeines coherentes. Este estado funciona en el régimen de dispersión normal con la ayuda del efecto de cruce de modo evitado (Nota complementaria I). La operación de pulso oscuro experimenta un paso de potencia mucho más pequeño durante la transición al estado de peine coherente (Nota complementaria II). Más importante aún, debido al mecanismo de equilibrio autoestable termoinducido de las microcavidades, los fuertes efectos termoópticos del AlGaAs (2,3 × 10−4 K−1) aquí pueden aprovecharse para ampliar significativamente la ventana de accesibilidad del estado de peine coherente42 . Tal comportamiento se caracteriza experimentalmente en la Fig. 2b, donde se registra la potencia del peine frente a la desafinación de la bomba, mostrando el rango de frecuencia accesible del pulso oscuro a decenas de gigahercios, unas diez veces más amplio que el de los solitones brillantes33.

Juntos, estos rasgos hacen que la generación de peine coherente sea eficiente y robusta en microrresonadores AlGaAsOI, con una operación muy simplificada. La Figura 2c, d muestra los espectros de pulso oscuro bombeados por un láser de cavidad externa y un chip láser DFB, respectivamente, con la misma potencia en el chip de 10 mW. Dicho estado puede activarse de manera determinista simplemente encendiendo el láser sin depender de ningún control de sintonización de la electrónica, mostrando así un comportamiento 'llave en mano' (Métodos). Además, al beneficiarse de la autoestabilización habilitada por el fuerte efecto termoóptico, el peine puede mantener un funcionamiento estable sin bucles de retroalimentación. La Figura 2d muestra la potencia espectral frente al tiempo en un pulso oscuro de AlGaAs de funcionamiento libre, con pequeñas fluctuaciones de potencia durante 7 h. La simplicidad tanto de la generación como de la estabilización facilita la implementación perfecta de los micropeines de AlGaAsOI en los sistemas optoelectrónicos actuales y son muy adecuados para aplicaciones prácticas.

Se utiliza un circuito monolítico SiPh para procesar las líneas de peine generadas para diversos sistemas optoelectrónicos. Dichos 'motores fotónicos de silicio' brindan funcionalidades como filtrado, modulación, multiplexación, retardo de tiempo y detección en el mismo chip. La Figura 2fk muestra los componentes básicos fotónicos esenciales de los motores de procesamiento óptico y sus métricas clave de rendimiento. Para la codificación de la señal, se utilizan moduladores de agotamiento de PN de onda viajera del interferómetro Mach-Zehnder (MZI) con un ancho de banda electroóptico >33 GHz (Fig. 2f). Los calentadores se utilizan para hacer coincidir los moduladores con los canales de peine mediante sintonización térmica (Fig. 2g). En la Fig. 2g (izquierda) se muestra un resultado representativo de dicha compensación de fase en un modulador a diferentes longitudes de onda del canal. Para implementar retrasos en tiempo real en el chip, se diseñan guías de ondas en espiral con curvas adiabáticas, como se muestra en la Fig. 2h. La desviación de las líneas de retardo de 60 ps está dentro de los 3 ps. La figura 2i muestra el fotodetector (PD) de germanio (Ge) con aproximadamente 0,5–0,8 A W−1 a diferentes niveles de potencia en el chip y con una potencia de saturación de aproximadamente 20 mW. Aquí se usa una matriz de filtros de microanillo para controlar las líneas de peine individualmente, como se muestra en la Fig. 2j. Se puede obtener un rango de selección de canal de 180 GHz de ancho (2 rango espectral libre (FSR)) con una potencia de calentador de 20 mW (Métodos). Además, los dispositivos SiPh admiten ensamblaje a nivel de sistema con chips electrónicos integrados (Fig. 2k), lo que permite la futura integración de amplificadores de transimpedancia de bajo ruido y controladores de alta velocidad.

A continuación, se presentan dos demostraciones fundamentales a nivel de sistema: (1) un enlace de datos fotónico integrado basado en micropeine con una velocidad de datos mucho mayor en comparación con los transceptores tradicionales basados en Si y (2) un filtro fotónico de microondas basado en micropeine rápidamente reconfigurable con un alto nivel de integración.

En la Fig. 3a se muestra un esquema del sistema de transmisión PAM4 WDM. El espacio entre canales del peine de pulso oscuro de AlGaAsOI se puede reconfigurar de 1-FSR a multi-FSR mediante la precalibración adecuada de la configuración de inicio (por ejemplo, desafinación del láser, temperatura, etc.)41. Para lograr una mayor relación promedio de portadora óptica a ruido mientras se proporciona un número suficiente de canales dentro de la banda de operación, aquí se selecciona un peine espaciador 2-FSR como fuente WDM debido a su mayor potencia de línea de peine. Para las bombas, se utilizan un chip láser DFB y una fuente de bomba de láser de cavidad externa (ECL) disponibles comercialmente, respectivamente. Después de la generación de peine, se necesita un amplificador para compensar la penalización adicional que trae la pérdida de acoplamiento y demultiplexación. El espectro, después de la amplificación, se muestra en la Fig. 3b, en la que se muestran 20 modos de peine consecutivos (de 1537 nm a 1567 nm, aproximadamente 3,75 THz de ancho) con una diferencia de potencia de <5 dB con un preajuste térmico adecuado (Métodos ). Se utiliza un esquema simplificado para verificar la capacidad de transmisión de datos a escala de chip para transportar varios terabits por segundo. Las líneas de peine se filtran y se dividen en bandas de prueba pares e impares mediante un interruptor selectivo de longitud de onda (WSS) y luego se lanzan al chip de transmisión-recepción (T/R) de SiPh, incluidos los moduladores de Si y los fotodiodos de Ge. En cada canal WDM, los moduladores SiPh codifican la portadora en formato de señal PAM4 a velocidades de símbolo de 32 Gbaudios a 50 Gbaudios. La Figura 3c muestra ejemplos representativos de diagramas de ojo después de atravesar enlaces de fibra de 2 km. En el lado receptor, la señal se acopla parcialmente a un fotodiodo Ge en el chip, mientras que la parte restante se envía a un PD comercial para comparar el rendimiento. La tasa de bits erróneos (BER) de cada canal se calcula después de la detección directa (Métodos).

a, Esquema de la configuración de transmisión de datos basada en micropeine. La fuente de peine de Kerr de pulso oscuro es bombeada por un láser de onda continua, que puede ser generado por un láser de diodo de cavidad externa comercial (ECDL, i) o un chip láser de retroalimentación distribuida (ii). El peine generado se envía luego a un chip SiPh T/R. iso, aislador; NF, filtro de muesca; DEMUX, demultiplexor; MUX, multiplexor. Barra de escala, 500 μm. b, un espectro de peine de 20 líneas en la banda C como fuente de longitud de onda múltiple antes de la inyección en el chip SiPh T/R. c, Diagramas de ojo típicos del canal elegido después de la modulación por moduladores SiPh a diferentes velocidades de símbolo (32 Gbaud, 40 Gbaud y 50 Gbaud). d, BER para cada peine. Los cuadrados azules y los círculos rojos indican los resultados de la transmisión de datos de peine bombeados por ECL a velocidades de símbolo de 32 Gbaudios y 50 Gbaudios, respectivamente. Todos los canales se consideran dentro del umbral dado HD-FEC (3,8 × 10−3) o SD-FEC (2 × 10−2) (líneas discontinuas azul y naranja, respectivamente). Los marcadores de diamantes grises muestran el rendimiento cuando se bombea el microrresonador AlGaAs con un chip DFB. Las BER dependientes de la longitud de onda resultan principalmente del aumento del ruido del preamplificador en el borde de su banda de operación. La potencia de recepción optimizada para cada canal es de aproximadamente 2 a 3 dBm. e, BER versus comparación de potencia de recepción entre un PD Ge-Si en chip y un PD comercial con la variación de la potencia de recepción. La principal limitación del Ge-Si PD es la respuesta de frecuencia no optimizada (Métodos).

Un esquema de multiplexación por división de longitud de onda tan denso puede mejorar en gran medida la tasa de bits agregada mientras mantiene una excelente escalabilidad. En nuestras demostraciones de prueba de concepto, se utilizan como fuente 20 líneas de peine en la banda C. La figura 3d muestra los resultados de BER en tres escenarios: (1) PAM4 de 32 Gbaudios y (2) PAM4 de 50 Gbaudios con una bomba ECL, y (3) PAM4 de 32 Gbaudios con una bomba DFB. Teniendo en cuenta el microcomb bombeado por ECL, 7 (4) canales están por debajo del umbral de corrección de errores de reenvío de decisión dura (HD-FEC) del 7 % a la velocidad de símbolo de 32 (50) Gbaudios, con los canales restantes por debajo del 20 % de software. umbral de corrección de errores de reenvío de decisión (SD-FEC). En este caso, el transmisor SiPh basado en microcomb permite una tasa de baudios de 50 Gbaudios por carril único, lo que corresponde a una tasa de bits agregada de 2 Tbit s-1 (1,65 Tbit s-1 tasa neta después de la resta de sobrecarga de FEC). Para un sistema integrado de nivel superior, la bomba ECL comercial se reemplaza por un chip láser DFB. Con la fuente de bombeo integrada, el transmisor logra una tasa de transmisión de datos total de 448 Gbit s−1, con 7 canales por debajo del umbral FEC. Otra ventaja de SiPh es la posibilidad de integrar el transmisor y el receptor. Los resultados de BER después de la conversión óptica a eléctrica (O/E) mediante fotodiodos III-V comerciales y fotodiodos Ge en chip se muestran en la Fig. 3e. En el umbral SD-FEC del 20 %, la penalización entre dos dispositivos es de aproximadamente 2,3 dB a 32 Gbaudios (Métodos).

El filtro fotónico de microondas (MPF) reconfigurable se construye utilizando una línea de retardo con derivación (TDL)43. Vale la pena mencionar que los MPF basados en TDL pueden seguir dos enfoques dependiendo de si los retrasos de derivación son producidos por líneas de retraso no dispersivas (en tiempo real)44 o líneas de retraso dispersivas13,45,46,47. En este trabajo se implementan ambos enfoques. Un esquema de la configuración experimental se muestra en la Fig. 4a. El micropeine con espaciado de 180 GHz sirvió como grifos para el MPF. Luego, las líneas de peine son manipuladas por un procesador de señal SiPh que contiene un modulador Mach-Zehnder (MZM) de alta velocidad, una matriz de microanillos (MRA) de adición y caída de ocho canales y líneas de retardo en espiral. El MZM carga la señal de radiofrecuencia (RF) de entrada. El MRA aquí actúa como un modelador espectral óptico (OSS) en el chip para las líneas de peine, realizando cortes de espectro, modelado de pulso línea por línea (ponderación en derivaciones) y recombinación de espectro en secuencia. Un grupo de guías de ondas en espiral ofrece un retardo de tiempo fijo (ΔT) entre derivaciones adyacentes. Finalmente, las líneas de peine procesadas se baten en un PD rápido fuera del chip para sintetizar los perfiles de filtrado de RF.

a, Esquema de la configuración para realizar MPF reconfigurable basado en micropeine. Los retrasos de tiempo entre las líneas de peine son producidos por líneas de retraso en espiral en el chip (configuración 1) y propagación dispersiva desde un carrete de SMF (configuración 2). Barra de escala, 200 μm. b, Espectros ópticos de líneas de peine de apodización gaussiana para programación BW (σ, factor gaussiano; azul, experimento (Exp); rojo, ajuste gaussiano). c, respuestas de filtrado de RF del MPF con varios anchos de banda de paso, según la configuración 1 (arriba) y la configuración 2 (abajo). Las curvas discontinuas rojas muestran los resultados de ajuste teóricos (Sim.) (Nota complementaria III). d, Demostración de prueba de concepto del filtrado de RF de una señal de RF de banda ancha. De arriba a abajo: espectros de RF de la señal original, señal después del filtro BW de 1,1 GHz y señal después del filtro BW de 0,9 GHz. e, f, Espectros ópticos (e) y respuestas de RF correspondientes (f) del MPF con varios FSR, producidos modificando el espaciado de la línea de peine y basados en la configuración 2. ∆λ, distancia de longitud de onda entre líneas de peine adyacentes. g, Demostración de prueba de concepto sobre el filtrado de RF de una señal de RF compleja de doble canal. De arriba a abajo: espectros de RF de la señal original, señal después del filtro FSR de 3,6 GHz y señal después del filtro FSR de 7,2 GHz.

El sistema muestra características de reconstrucción flexibles en términos de ancho de banda de paso (BW) y RF FSR. La figura 4b muestra los espectros ópticos utilizando apodización gaussiana en líneas de peine para reconfigurabilidad de BW de banda de paso46. Las respuestas de filtrado de RF correspondientes se dan en la Fig. 4c, con configuraciones de retardo no dispersivo (arriba) y retardo dispersivo (abajo), respectivamente. El ancho de banda de 3 dB del MPF en el esquema de retardo no dispersivo se puede ajustar continuamente dentro de un rango de aproximadamente 1,97–2,42 GHz ajustando el parámetro gaussiano σ de 2,4 a 1,6. La relación de supresión de lóbulo principal a lóbulo lateral es de aproximadamente 10 dB. Se logra un mejor rendimiento (>20 dB relación de supresión de lóbulo principal a lóbulo lateral) utilizando el esquema de retardo dispersivo, con una capacidad de sintonización BW de filtrado de nivel de subgigahercios. Los resultados en la Fig. 4e, f muestran la reconfigurabilidad de RF FSR modificando el espacio entre líneas de peine: los espacios entre líneas de peine de 5,6 nm, 2,8 nm y 1,4 nm dan como resultado FSR de respuesta de filtrado de RF de 1,8 GHz, 3,6 GHz y 7,2 GHz, respectivamente . A diferencia de otros MPF basados en microcomb de última generación que utilizan OSS a granel46,47 o estados de solitón cambiantes13, este trabajo mejora significativamente el grado de integración y la velocidad de reconfiguración (alrededor de 53 μs; Métodos), que son cruciales para comunicaciones inalámbricas modernas y aplicaciones de aviónica.

Como demostración de paradigma hacia aplicaciones del mundo real, el filtrado de RF en una señal de microondas práctica se ilustra en la Fig. 4d, g. En primer lugar, se forma una señal de RF de banda ancha que cubre de 5,5 GHz a 9 GHz cambiando el MPF BW de 0,9 GHz a 1,1 GHz, como se muestra en la Fig. 4d, que exhibe anchos de banda de paso reconfigurables. Además, para validar la reconfigurabilidad de FSR, se genera una señal de prueba de RF con una modulación de modulación por desplazamiento de fase en cuadratura (QPSK) de 50 Mb s–1 a 3,6 GHz y 7,2 GHz, respectivamente (Fig. 4g). Se puede observar que al establecer el espacio de derivación adecuado con el OSS en el chip, la señal a 3,6 GHz podría rechazarse opcionalmente.

El rendimiento de estos sistemas se puede mejorar aún más optimizando los dispositivos integrados o empleando técnicas superiores de procesamiento de señales. Se podrían utilizar técnicas de multiplexación adicionales (como la multiplexación por división espacial y la multiplexación por división de polarización) y formatos de modulación superiores (como PAM6 y PAM8) para aumentar la capacidad de transmisión. La velocidad de datos se puede escalar aún más hasta >10 Tbps ampliando la longitud de onda de operación a la banda L y la banda S. El rendimiento de la fuente de peine integrada bombeada por DFB está limitado principalmente por el nivel de ruido relativamente alto del láser DFB de funcionamiento libre (Métodos), que reduce la relación señal-ruido óptica (OSNR). Para el filtro de RF, se puede obtener un ancho de banda de filtrado más estrecho (hasta subgigahercios) y una resolución de sintonización más alta aumentando el número de canales de derivación utilizados en las configuraciones de respuesta de impulso finito43, es decir, la expansión del MRA.

Esperamos que se incorpore una funcionalidad más integrada en el futuro, que culmine en sistemas optoelectrónicos basados en micropeines totalmente integrados. Por ejemplo, las fuentes de micropeine de pulso oscuro bloqueadas de autoinyección21 podrían realizarse monolíticamente mediante el uso de microrresonadores y láseres III-V heterogéneamente integrados23. Los amplificadores discretos de fibra dopada con erbio (EDFA) podrían reemplazarse por SOA en chip, que potencialmente pueden integrarse con otros componentes fotónicos en el mismo chip48,49. Más recientemente, se han desarrollado circuitos fotónicos AlGaAs-on-SOI para integrar las dos plataformas de materiales que usamos en este trabajo en la misma oblea50. Los elementos fotónicos también se pueden combinar con circuitos electrónicos específicos de la aplicación, lo que mejorará aún más la compacidad y la eficiencia energética. Teniendo en cuenta la versatilidad que ofrecen las tecnologías, los sistemas SiPh impulsados por microcomb proporcionarán una solución de producción masiva y de bajo costo para una amplia gama de aplicaciones optoelectrónicas, lo que facilitará la próxima generación de fotónica integrada.

Las guías de ondas anulares de los resonadores AlGaAsOI fueron diseñadas para trabajar dentro del régimen de dispersión normal en la banda C, con dimensiones de 400 nm × 1000 nm. El ancho de la guía de ondas del bus en la faceta fue diseñado para ser de 200 nm para un acoplamiento eficiente de chip a fibra. La fabricación de los microrresonadores de AlGaAs se basó en la tecnología de unión de obleas heterogéneas. Actualmente, el proceso se realiza en la escala de obleas de 100 mm sin ningún proceso de fabricación estricto, como el pulido químico-mecánico o el recocido a alta temperatura, que no son compatibles con el proceso CMOS. Por lo tanto, puede ser adoptado directamente por las actuales fundiciones fotónicas III-V/Si51. Se puede obtener un factor AQ >2 millones en el resonador AlGaAsOI, correspondiente a una pérdida en la guía de ondas de <0,3 dB cm−1. La fracción de aluminio es 0,2, lo que corresponde a una longitud de onda de absorción de dos fotones de alrededor de 1480 nm. El crecimiento de la oblea epitaxial se logró mediante epitaxia de haz molecular. Para la litografía se utilizó un paso a paso ultravioleta profundo de 248 nm. Se aplicaron un proceso de reflujo fotorresistente y un proceso de grabado en seco optimizado en el patrón de la guía de ondas para minimizar la pérdida por dispersión de la guía de ondas. Más detalles de fabricación se pueden encontrar en las refs. 52,53. El PIC de SiPh, incluidos sus moduladores de Si y los PD de Si–Ge, se fabricó en una oblea SOI de 200 mm con un espesor de capa de Si de 220 nm y un espesor de capa de óxido enterrado de 2 μm utilizando procesos compatibles con CMOS en CompoundTek Pte en una ejecución de obleas de 200 mm uno a uno con su proceso SOI de litografía estándar de 90 nm. La pérdida de la guía de ondas en esta plataforma SiPh es de aproximadamente 1,2 dB cm−1 en la banda C. En nuestro experimento, se seleccionaron fibras con lentes con diferentes diámetros de campo modal para los chips AlGaAsOI y SOI; la pérdida de acoplamiento es de aproximadamente 3 a 5 dB por faceta para las guías de ondas de AlGaAsOI y de aproximadamente 2 a 3 dB por faceta para las guías de ondas de Si.

La FSR de los anillos de 144 μm de radio utilizados en este estudio es de aproximadamente 90 GHz. El micropeine muestra avances tanto en puesta en marcha como en estabilización. Durante la generación de pulsos oscuros, se produce un cambio de potencia abrupto mucho menor cuando el peine pasa de estados de onda continua a estados de pulsos oscuros, lo que indica la eliminación del conocido problema de activación en la generación de solitones brillantes. En comparación con los solitones brillantes generales, el pulso oscuro es inherentemente tolerante a los efectos térmicos que normalmente dificultan el acceso a los estados de solitones brillantes54. Para la medición de la estabilidad a largo plazo, los espectros de peine y la potencia de la línea de peine de un peine de pulso oscuro de funcionamiento libre se registran mediante un analizador de espectro óptico (OSA) de alta resolución cada 5 min.

Aquí se presentan más detalles para los dispositivos SiPh que se muestran en la Fig. 2. El ancho de banda optoeléctrico de los MZM basados en Si en modo de empobrecimiento se midió con un analizador de red vectorial (Keysight N524), con los resultados típicos de >30 GHz. Las unidades de compensación de fase en el chip son microcalentadores de nitruro de titanio (TiN) basados en MZI. La resistencia es de aproximadamente 200 Ω. La capa de metal TiN está aproximadamente 1 μm por encima de la capa de Si, lo que garantiza una eficiencia de calentamiento de aproximadamente 20 mW π−1. Mientras tanto, se utiliza un proceso de trinchera profunda para aislar cada microcalentador y disminuir la diafonía térmica. Para la línea de retardo en tiempo real en el chip, adoptamos una guía de ondas de Si multimodo de 2 μm de ancho para una transmisión de baja pérdida. Las curvas de Euler se utilizaron en la guía de onda espiral para la flexión adiabática. Para una línea de retardo de Si de 60 ps, la pérdida total es <0,5 dB, con una variación del tiempo de retardo de <3 % entre 8 dispositivos probados. Para el Ge PD epitaxial vertical, la capacidad de respuesta disminuye con el aumento de la potencia en el chip. Se podría alcanzar un punto de saturación de unos 20 mW cuando la potencia aumenta aún más. Los filtros de microanillo empleados para WDM podrían ajustarse mediante microcalentadores, con los que se puede obtener una separación de canales de 180 GHz con una disipación de potencia de 20 mW. Los controladores CMOS para la amplificación de la señal antes de la inyección en el Si MZM (no utilizados en el experimento de transmisión de señal de alta tasa de bits (>50 Gbps)) muestran una ganancia de ancho de banda de 3 dB de aproximadamente 24 GHz.

El rendimiento de otros dispositivos básicos se presenta en Datos ampliados, Fig. 1. El ancho de línea del láser DFB utilizado como bomba se mide mediante un método autoheterodino retrasado55. El resultado de la medición y el ajuste lorentziano se muestran en la Fig. 1a de datos ampliados, que muestra un ancho de línea láser de aproximadamente 150 kHz. Para los dispositivos SiPh, el ancho de banda de 3 dB de los fotodiodos Si–Ge se muestra en la Fig. 1b de datos extendidos, lo que indica un parámetro S21 de aproximadamente 30 GHz. Tal BW no optimizado representa la penalización en la Fig. 3c. El diseño de la estructura para una constante de tiempo de resistencia-capacitor más baja podría aumentar aún más el BW de operación. Para el monitoreo en el chip, se emplea en el sistema el divisor de potencia 10:90 basado en MMI asimétrico56, como se muestra en Datos extendidos Fig. 1c. La simetría de la región multimodo se rompe al quitar la esquina de la MMI (marcada con un rectángulo rojo discontinuo), lo que provoca una redistribución dramática del campo óptico, lo que lleva a una división de potencia desigual al cambiar el ancho del corte. esquina. Elegimos al azar cuatro MMI 1:9 idénticos y probamos las relaciones de división de potencia. Se encontró que los resultados estaban cerca del objetivo de diseño (línea discontinua), exhibiendo una buena consistencia, como se muestra en el panel inferior de Extended Data Fig. 1c. Además, los acopladores de rejilla utilizados en este trabajo (Datos extendidos Fig. 1d) muestran una diferencia de eficiencia de acoplamiento de aproximadamente 2 dB en toda la banda de operación (1535–1565 nm).

La configuración de prueba de generación de micropeine llave en mano se muestra en Datos extendidos Fig. 2a, con un láser ECL o DFB como bomba. La desafinación lenta de la frecuencia del láser es suficiente para la generación de micropeine, que se puede realizar ajustando la longitud de la cavidad ajustando el voltaje de titanato de zirconato de plomo del ECL comercial o cambiando la corriente del láser de DFB, respectivamente. Después de la generación del peine, se registran los espectros; mientras tanto, la potencia total de las líneas de peine generadas se mide en tiempo real. Se requiere un proceso de calibración previa para garantizar que la frecuencia del láser se ubicará finalmente en el rango de acceso del peine. Para el peine de pulso oscuro bombeado por ECL (datos extendidos, figura 2b), se utiliza una onda cuadrada de 1 Hz como señal de disparo, que sintoniza la longitud de onda de la bomba a unos 0,3 nm de distancia o dentro de la resonancia. Para los experimentos bombeados por DFB (datos extendidos, Fig. 2c), cuando se enciende un láser, siempre hay un proceso de aumento de frecuencia automático debido al portador inyectado y al calentamiento de la cavidad, que puede iniciar directamente la generación de micropeine. siempre que la frecuencia de emisión del estado estable final se encuentre dentro del rango de la ventana de acceso del estado coherente. En nuestro experimento, la corriente del láser cambia entre dos valores con un período de 6 s (1 s para el estado 'apagado' y 5 s para el estado 'encendido'). Ambos resultados muestran comportamientos inmediatos de encendido y apagado de la generación de micropeines junto con la señal de control de baja velocidad. Se observa que hay cierta ondulación de energía del peine bombeado por DFB en los primeros segundos, que se debe a la vibración de temperatura causada por el enfriador termoeléctrico, después de lo cual se estabiliza el estado del peine. El peine es reproducible en varias pruebas de conmutación consecutivas, con gran robustez.

En nuestro experimento, el micropeine primero es bombeado por un láser sintonizable comercial (Toptica CTL 1550), luego por un chip láser DFB para un mayor grado de integración, donde se implementa un aislador óptico entre el láser DFB y el microrresonador AlGaAsOI para eliminar el reflexión. Al sintonizar la longitud de onda de bombeo desde el lado azul a un cierto valor desafinado en alrededor de 1552,5 nm, ambas configuraciones generan pulsos oscuros con espaciado de peine 2-FSR. La configuración experimental detallada para la transmisión de datos se muestra en Extended Data Fig. 3a. Para el espectro de peine con grandes fluctuaciones de potencia, se requiere un proceso de amplificación adicional debido a la ganancia insuficiente de esos canales de baja potencia, lo que introduce una mayor complejidad del sistema y consumo de potencia en el lado de transmisión. En este trabajo, debido al fuerte efecto térmico, la fuerza de cruce de modo evitado (AMX) del microrresonador AlGaAs se puede preestablecer térmicamente para obtener un micropeine coherente con una distribución de energía menos dispar en la banda de operación. Por lo tanto, solo se requiere un filtro de muesca para atenuar las tres líneas de peine centrales para la posterior amplificación de peine ecualizada. El peine se amplifica con un EDFA y luego se divide en bandas de prueba pares e impares39,57,58 mediante un interruptor selectivo de longitud de onda (Finisar Waveshaper 4000s). Un modulador de Si y un modulador de niobato de litio (LN) (EOspace, 35 GHz BW) se implementan en las bandas pares e impares, respectivamente. Se modulan simultáneamente diez líneas de peine en cada banda de prueba. Los moduladores funcionan a una velocidad de símbolo de 32 Gbaudios o 50 Gbaudios. La señal diferencial PAM-4 es generada por un generador de patrón de pulso comercial (Anritsu PAM4 PPG MU196020A). La pérdida de inserción del modulador SiPh (LN) es de 13(8) dB. El modulador SiPh experimenta una pérdida relativamente alta (incluida la pérdida por acoplamiento de borde de aproximadamente 2 dB por faceta), lo que da como resultado una diferencia de potencia entre las dos bandas de prueba. Las bandas de prueba moduladas luego se combinan mediante un acoplador de potencia 50:50 y se lanzan a otro WSS para la ecualización de potencia de peine. En el lado receptor, cada canal WDM codificado por el modulador de Si se filtra y mide secuencialmente. Los diagramas de ojo son producidos por un osciloscopio de muestreo (Anritsu MP 2110A) con un transmisor de 13 derivaciones y ecualizador cuaternario de cierre de ojo de dispersión (TDECQ) (tiempo de acumulación, 8 s). Los BER se miden en línea mediante un detector de errores (Anritsu PAM4 ED MU196040B) con ecualización de baja frecuencia de 1 dB y una ecualización de retroalimentación de decisión. Datos extendidos La Fig. 3b muestra los diagramas de ojo PAM4 de 100 Gbps para cada uno de los 20 canales.

Vale la pena señalar que el rendimiento está subestimado. En nuestra configuración de prueba de prueba de concepto, diez canales en cada banda de prueba se modulan al mismo tiempo. Teniendo en cuenta la absorción de dos fotones en las guías de onda de Si, la potencia de entrada máxima para el modulador de Si es de aproximadamente 13 dBm, lo que da como resultado una potencia óptica de solo 3 dBm por carril único. Además, considerando la penalización adicional introducida por el WSS para la ecualización de potencia, innecesaria en escenarios de transmisión de palabras reales, la OSNR para cada canal puede ser al menos 10 dB más alta. Por lo tanto, se puede lograr un mejor resultado de transmisión.

El ruido de fondo del DFB y el ECL se caracterizan aproximadamente en un OSA, como se muestra en Datos extendidos Fig. 4a. Los espectros láser indican que el ruido del DFB es evidentemente mayor que el del ECL. Los peines en nuestros experimentos son bombeados por el láser DFB de funcionamiento libre y el ECL por separado, como se muestra en Datos extendidos Fig. 4b, c. Con casi la misma potencia de bombeo de aproximadamente 10 mW, el chip DFB tiene un ruido de fondo 10 dB más alto en comparación con el ECL, lo que corresponde a una reducción OSNR equivalente en cada línea de peine. Además, la amplificación después de la generación de peine también daría como resultado la degradación de OSNR, lo que podría ser un problema potencial al reemplazar el EDFA actual con SOA integrados (alrededor de 4-5 dB de incremento de ruido de fondo en un EDFA comercial y alrededor de 7 dB en SOA comerciales en chip). La OSNR del micropeine bombeado por DFB se puede mejorar aún más empleando un filtro óptico en el chip para la destilación en peine59,60 o introduciendo bloqueo de inyección óptica entre el micropeine y los láseres esclavos para una amplificación de bajo ruido61. Además, aumentar la potencia de la bomba conducirá a una OSNR promedio más alta y un comportamiento a largo plazo más estable, lo que es una ventaja sobre la generación de pulsos oscuros basada en bloqueo de inyección21,62.

Dado que la falta de uniformidad de los retrasos debido a los inevitables errores de fabricación degradará el rendimiento del filtrado, también se implementa el segundo enfoque TDL-MPF para determinar aún más el rendimiento óptimo del filtrado: se utiliza un carrete de fibra monomodo (SMF) en lugar de las líneas de retardo en espiral en el chip para producir un retardo dispersivo. Datos extendidos La Fig. 5 muestra la configuración experimental del MPF reconfigurable llevado a cabo en una configuración de línea de retardo dispersiva. En comparación con la Fig. 4a, la mayor parte del sistema MPF permanece sin cambios y tiene una diferencia principal, que es que las líneas de retardo en espiral en tiempo real en el chip se eliminan del procesador de señal SiPh. Las líneas de peine procesadas se propagarán a través de un carrete de SMF de 5 km (como elemento dispersivo) para obtener una unidad de retardo sólida entre derivaciones adyacentes, que se puede expresar como T = δλDL (ignorando la dispersión de orden superior de SMF), donde δλ representa el espaciado de la línea de peine, D es el coeficiente de dispersión de SMF y L es la longitud de SMF. En este esquema, el retardo básico T entre las líneas de peine es generado por un solo elemento dispersivo, que se puede mantener como un valor uniforme y no influenciado por errores de fabricación. Además, este sistema es más flexible; por ejemplo, la frecuencia central de la banda de paso de filtrado se puede ajustar simplemente cambiando la longitud o el coeficiente de dispersión de SMF.

El peine Kerr de pulso oscuro impulsado por DFB exhibe un espaciado de peine 2-FSR (180 GHz). La fuente de peine inicial se amplifica mediante un EDFA y se seleccionan 8 líneas de peine en el rango de 1547 a 1560 nm mediante un filtro de paso de banda óptico antes de la inyección en un chip procesador de señal SiPh. El acoplamiento de entrada y salida se logra a través de acopladores de rejilla con una eficiencia de acoplamiento de alrededor del 40 %. Las señales de RF de barrido de frecuencia con una potencia de 9 dBm de un analizador de red vectorial se aplican al Si MZM en formato de doble banda lateral. Los coeficientes de ponderación de toma se establecen ajustando la desafinación relativa entre las líneas de peine y sus longitudes de onda de resonancia correspondientes en el Si MRA con microcalentadores de TiN colocados en las guías de ondas. La luz de salida del chip Si se divide mediante un acoplador de potencia óptica 10:90: el 10 % de la luz se envía a un analizador de espectro óptico (Yokogawa AQ6370C) para el control espectral, mientras que el otro 90 % de la luz se propaga a través del siguiente -enlace óptico arriba. En el esquema de retardo dispersivo, se utiliza un carrete de SMF de 5 km para adquirir el retardo dispersivo entre líneas de peine adyacentes (taps). Finalmente, las líneas de peine procesadas se baten en un PD de 50 GHz (Finisar 2150R) para convertir la señal óptica en dominio eléctrico. Se coloca un EDFA de bajo ruido antes del PD para compensar la pérdida de inserción del enlace y la pérdida de acoplamiento.

Para las demostraciones prácticas del filtrado de señales de RF, se utiliza un generador de forma de onda arbitraria de 50 Gmuestras s−1 (AWG, Tektronix AWG70001) para producir las señales de entrada de RF deseadas. Para validar la reconfigurabilidad de BW de este filtro, se genera una señal de RF de banda ultraancha, que abarca desde 5,5 GHz hasta 9 GHz. Para validar la reconfigurabilidad de FSR de este filtro, se produce una señal de RF compleja que contiene un espectro QPSK de 50 Mb-s−1 modulado a 3,6 GHz y un espectro QPSK de 50 Mb-s−1 modulado a 7,2 GHz. Las salidas de RF del AWG se amplifican mediante un controlador eléctrico lineal (SHF 807C) antes de enrutarlas al Si MZM. Las señales de RF filtradas son detectadas por un analizador de señales (Keysight N9010B) para la medición del espectro. Una multiplicación FSR similar del MPF ha sido reportada previamente y explicada por efectos temporales de Talbot63. Sin embargo, el procesador Talbot crucial que se usa en estos sistemas MPF se basa en dispositivos discretos más complejos, lo que aumentará la disipación de energía y hará que el sistema sea menos estable.

A diferencia del modelador de ondas convencional basado en voluminosos moduladores de luz espacial de cristal líquido64, una de las ventajas notables de la matriz de resonador de microanillo (MRR) de adición y caída a escala de chip utilizada en nuestro trabajo es la rápida reconfiguración de las respuestas de filtrado de RF. La operación de reconfiguración de los espectros de filtrado se realiza ajustando los perfiles de conformación de las líneas de peine, a través del microcalentador TiN colocado en las guías de ondas. Para explorar la máxima velocidad de reconfiguración, un generador de forma de onda funcional (RIGOL, DG2102) genera una forma de onda de onda cuadrada eléctrica estándar para controlar un solo canal MRR. La salida del MRR es recibida por un fotodetector (Thorlabs DET08CFC/M), y luego registrada por un osciloscopio digital (RIGOL, DS7014 10 GSa s−1). Datos extendidos La Fig. 6 muestra la respuesta temporal de conmutación medida. Como se ve en los datos extendidos Fig. 6b, c, los tiempos de subida y bajada 90/10 son 15 μs y 53 μs, respectivamente. Por lo tanto, la velocidad de respuesta más rápida para la operación de reconfiguración es de aproximadamente 19 kHz.

Los datos que respaldan las gráficas de este documento y otros hallazgos de este estudio están disponibles en Zenodo (https://doi.org/10.5281/zenodo.6092678). Todos los demás datos utilizados en este estudio están disponibles a través de los autores correspondientes previa solicitud razonable.

Los códigos que respaldan los hallazgos de este estudio están disponibles de los autores correspondientes previa solicitud razonable.

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Agradecemos a Shenzhen PhotonX Technology Co., Ltd, por el soporte de empaquetado láser, a J. Wang y W. Zou por su ayuda en el diseño del diseño, a J. Shi por la discusión y a TJ Morin por los comentarios sobre el manuscrito. Se utilizó la instalación de nanofabricación de UCSB.

Estos autores contribuyeron por igual: Haowen Shu, Lin Chang, Yuansheng Tao, Bitao Shen

Laboratorio Estatal Clave de Sistemas y Redes de Comunicaciones Ópticas Avanzadas, Facultad de Electrónica, Universidad de Pekín, Pekín, China

Haowen Shu, Yuansheng Tao, Bitao Shen, Ming Jin, Zihan Tao, Xuguang Zhang, Ruixuan Chen, Bowen Bai, Jun Qin, Shaohua Yu y Xingjun Wang

Departamento de Ingeniería Eléctrica e Informática, Universidad de California Santa Bárbara, Santa Bárbara, CA, EE. UU.

Lin Chang, Weiqiang Xie, Andrew Netherton y John E. Bowers

Laboratorio Peng Cheng, Shenzhen, China

Shaohua Yu y Xingjun Wang

Frontiers Science Center for Nano-optoelectronics, Universidad de Pekín, Pekín, China

Wang Xing Jun

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Los experimentos fueron concebidos por HS, LC, YT y BS. Los dispositivos fueron diseñados por HS, LC e YT. La simulación y el modelado de micropeine fueron realizados por BS. Los experimentos a nivel de sistema fueron realizados por HS e YT, con la ayuda de LC, BS, MJ, ZT, XZ, QJ, RC y BB Los microrresonadores AlGaAsOI fueron fabricados por WX y LC Los resultados fueron analizados por HS, YT, BS y AN Todos los autores participaron en la redacción del manuscrito. El proyecto fue supervisado por LC, SY, XW y JEB

Correspondencia a Xingjun Wang o John E. Bowers.

Los autores declaran no tener conflictos de intereses.

Nature agradece a David Moss y a los otros revisores anónimos por su contribución a la revisión por pares de este trabajo.

Nota del editor Springer Nature se mantiene neutral con respecto a los reclamos jurisdiccionales en mapas publicados y afiliaciones institucionales.

a, Ancho de línea medido del láser DFB. b, el ancho de banda medido de 3dB del fotodiodo Si-Ge PD. c, Resultados de diseño, fabricación y medición del MMI asimétrico 10:90 como monitor en chip para motores fotónicos de silicio. d, Imagen óptica del acoplador de rejilla (izquierda) y su transmisión normalizada.

a, Configuración experimental. b, ECL y c, espectros de peine impulsados por chip láser DFB y las variaciones de potencia del peine junto con la señal de control en cinco pruebas de conmutación consecutivas.

a, Configuración experimental detallada para la banda de prueba impar/par para el enlace de datos fotónicos de silicio basado en peine. b, midió diagramas de ojo PAM-4 de 100 Gbps desde el osciloscopio de muestreo para cada canal en el extremo receptor.

a, Ancho de línea medido del láser DFB. Comparación de los espectros de peine bombeados por b, un láser de cavidad externa comercial y c, un chip láser DFB.

Configuración experimental del segundo esquema de línea de retardo dispersivo basado en TDL-MPF.

a, Respuesta temporal medida del MRR bajo una señal eléctrica de onda cuadrada. b, MRR cambiado de transmisión mínima a máxima, y c, transmisión máxima a mínima. Los tiempos de subida/bajada 90/10 son 15 μs y 53 μs, respectivamente.

Este archivo de información complementaria contiene las secciones complementarias 1 a 3, incluidas las figuras complementarias. 1–3 y referencias adicionales. Bloque 1: Análisis de la evolución del pulso oscuro. Bloque 2: Análisis de accesibilidad bajo los efectos térmicos. Sección 3: Método de ajuste teórico para las respuestas del filtro de RF del MPF.

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Reimpresiones y permisos

Shu, H., Chang, L., Tao, Y. et al. Sistemas fotónicos de silicio impulsados por microcomb. Naturaleza 605, 457–463 (2022). https://doi.org/10.1038/s41586-022-04579-3

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Recibido: 04 Agosto 2021

Aceptado: 24 de febrero de 2022

Publicado: 18 mayo 2022

Fecha de emisión: 19 de mayo de 2022

DOI: https://doi.org/10.1038/s41586-022-04579-3

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